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引言

在光通信系统中，光电探测器将入射光功率转换为电流。这些光电探测器，无论是p-i-n光电二极管还是波导锗光电探测器，都会产生光电流，必须经过放大并转换为电压信号后才能被后续线路级处理。跨阻放大器执行这一电流到电压的转换，同时提供增益，跨阻增益定义为输出电压变化与输入电流变化的比值，通常以欧姆或分贝表示。

跨阻放大器设计的基本挑战源于需要在实现高跨阻增益的同时保持低输入电阻。低输入电阻能够实现高带宽工作和高效增益，因为输入带宽与输入电阻和总输入电容的乘积成反比。然而，单纯在输入端使用低值电阻会严重限制可实现的跨阻增益。这种增益与带宽之间的权衡代表了设计中的核心挑战，不同的跨阻放大器架构以各种方式尝试解决这一问题。

图1：完整的光接收机系统架构，说明跨阻放大器如何融入整体信号链。光电二极管产生输入光电流，跨阻放大器将其转换为电压信号。该电压随后通过限幅放大器级，提供额外增益并将信号整形为适合数据恢复线路的数字电平。

共栅配置提供了一种实现跨阻放大器的方法，其中输入电阻和跨阻增益可以独立控制。在这种拓扑中，输入晶体管工作在共栅配置，意味着栅极端连接到偏置电压而非输入信号。光电流流入该晶体管的源极端，呈现出近似等于晶体管跨导倒数的低输入电阻。这种低输入电阻最小化了与光电探测器电容形成的时间常数，从而最大化输入带宽。

共栅跨阻放大器中的跨阻增益主要取决于连接到输入晶体管漏极的负载电阻。由于该负载电阻不直接影响输入电阻，设计者可以选择较大的负载电阻来实现高跨阻增益，而不会影响输入带宽。这种输入带宽与跨阻增益的解耦代表了共栅架构的主要优势。

图2：共栅跨阻放大器配置及其小信号等效线路。输入电阻近似等于晶体管跨导的倒数，而跨阻增益等于负载电阻。这种简单关系使得共栅跨阻放大器的设计具有可预测的性能特征。

然而，共栅跨阻放大器相比其他架构的噪声性能相对较差。偏置电流源和负载电阻都会产生噪声，当反向推导回输入时，这些噪声直接出现在输入端。可以增大负载电阻以降低其噪声贡献，但电压裕度限制往往约束该电阻的取值范围。此外，输入晶体管本身产生沟道噪声，增加总的输入参考噪声电流。这些噪声贡献使得共栅跨阻放大器通常不适合需要出色灵敏度的应用，尽管其简单性和固有稳定性仍具吸引力。

图3：调节共源共栅跨阻放大器的实现。由第二个晶体管形成的共源放大器感测输入晶体管源极的电压变化，并施加反馈以抑制这些变化。这种反馈作用使输入节点看起来具有比简单共栅级可能实现的更低阻抗。输入阻抗变为约等于输入晶体管跨导与反馈放大器增益乘积的倒数。

虽然调节共源共栅通过非常低的输入阻抗实现了出色带宽，但确实存在一些缺点。该架构需要额外的电压裕度来容纳输入晶体管和反馈放大器，这在低电压设计中可能存在问题。此外，反馈放大器本身产生的噪声增加了线路的输入参考噪声。尽管存在这些限制，调节共源共栅跨阻放大器已成功应用于需要极高带宽的设计，一些CMOS技术实现的带宽超过20千兆赫兹。

反馈跨阻放大器代表另一种架构，其中电阻在电压放大器周围提供并联反馈。这种配置提供多种优势，包括能够在保持合理输入阻抗的同时实现高跨阻增益。反馈电阻直接设定直流跨阻增益，而电压放大器的增益决定反馈将有效输入电阻降低到反馈电阻值以下的程度。

在具有无限放大器带宽的理想反馈跨阻放大器中，跨阻将简单地等于反馈电阻，输入电阻将减小1加放大器增益的倍数。这种与增益相关的输入电阻降低相比仅使用反馈电阻所能实现的带宽有所扩展。然而，实际放大器具有有限带宽，这以重要方式修改了这一简单图景。

图4：基本反馈跨阻放大器配置及其传输函数特性。反馈电阻连接在放大器的输入和输出之间，形成并联反馈路径。光电二极管电容与放大器输入电容结合，形成影响线路动态特性的总输入电容。

当电压放大器具有有限带宽(以单一主极点为特征)时，反馈跨阻放大器的传输函数变为二阶而非一阶。这种有限带宽实际上可以将跨阻放大器的带宽增加到超过无限带宽放大器所实现的水平,尽管代价是频率响应中可能出现峰值。峰值的大小取决于二阶响应的品质因数,而品质因数又取决于输入时间常数与放大器时间常数之间的关系。

设计者通常瞄准品质因数约为0.707的巴特沃斯响应,或品质因数约为0.577的贝塞尔响应。巴特沃斯响应提供最大平坦频率响应,没有峰值,而贝塞尔响应提供最大平坦群延迟,最小化脉冲失真。这些响应之间的选择涉及带宽扩展、频率响应平坦度和时域特性之间的权衡。

图5：反馈跨阻放大器的频率响应如何随放大器时间常数与输入时间常数的不同比值而变化。当这些时间常数适当相关时,跨阻放大器可以实现比无限带宽放大器更高的带宽,尽管过度的带宽扩展会导致不可接受的峰值。

反馈跨阻放大器中的电压放大器必须提供足够增益,同时保持充足带宽。带有电阻负载的简单共源级提供一种直接实现。输入晶体管的跨导乘以负载电阻决定电压增益,而负载电阻和输出电容设定主极点频率。

然而,随着现代CMOS工艺中电源电压的降低,使用简单电阻负载级实现足够的电压增益变得越来越困难。电压增益近似等于输入晶体管跨导与负载电阻的乘积,但负载电阻受到电压裕度约束的限制。在1伏电源下,负载电阻和晶体管过驱动电压的可用电压可能总共只有约200毫伏,严重限制可实现的增益。

基于CMOS反相器的放大器为这一电压裕度挑战提供了一种解决方案。通过在反相器配置中使用互补的NMOS和PMOS晶体管,放大器可以在最小电压裕度下工作时实现合理增益。反相器在其开关阈值处自然提供高增益,级联多个反相器级可以提供有效反馈跨阻放大器所需的总增益。

图6：基于CMOS反相器的反馈跨阻放大器实现。多个反相器级提供电压增益,反馈电阻连接在级联周围。低带宽共模反馈环路设定反相器链的工作点以确保适当偏置。这种架构能够在低至1伏的电源电压下工作,同时保持足够的增益以实现有用的跨阻。

反馈跨阻放大器的噪声性能取决于反馈电阻和输入放大器的贡献。反馈电阻产生热噪声电流,流经反馈网络并表现为输入参考噪声。这种噪声贡献具有平坦频谱,等于4倍玻尔兹曼常数乘以绝对温度除以反馈电阻。

输入放大器通过几种机制产生噪声。在基于FET的输入级中,主要噪声源是输入晶体管的沟道噪声。这种沟道噪声表现为漏极电流噪声源,其频谱与晶体管的跨导成正比。此外,栅极漏电流产生散粒噪声,尽管在CMOS实现中这通常很小。

将放大器的沟道噪声反向参考到输入时,必须考虑从噪声源到输入的传输函数。该传输函数具有高通特性,意味着放大器的噪声贡献随频率增加。这种噪声贡献的频率依赖性意味着总输入参考噪声频谱既有来自反馈电阻的平坦分量,也有来自放大器的上升分量。

图7：输入参考FET沟道噪声的过程。沟道噪声源可以建模为与晶体管栅极串联出现,从该噪声到输入的传输函数具有由反馈电阻和总输入电容决定的高通特性。结果是输入参考噪声频谱包括与跨导倒数乘以反馈电阻平方成正比的平坦项,以及随频率平方上升的项。

图8：反馈跨阻放大器的完整输入参考噪声电流频谱,显示来自反馈电阻、栅极散粒噪声和FET沟道噪声的贡献。反馈电阻在低频产生平坦频谱。FET沟道噪声贡献在由反馈电阻和总输入电容决定的频率开始上升,最终在高频以随频率平方上升的频谱占主导。

一些先进的跨阻放大器设计将共栅输入级与反馈放大器结合,以利用两种方法的优势。共栅输入级提供低且定义明确的输入阻抗,将光电探测器电容与反馈放大器隔离。这种隔离确保在广泛的光电探测器电容范围内稳定工作,因为反馈放大器只看到相对恒定的共栅级输出电容,而不是可变的光电探测器电容。

后续放大器级周围的反馈仍然提供反馈跨阻放大器的常规优势,包括能够用大反馈电阻实现高跨阻增益。组合产生的拓扑在不同光电探测器电容下保持稳定的频率响应,同时实现良好的跨阻增益。

图9：将共栅输入级与反馈跨阻放大器结合的实现。共栅级为光电二极管提供低阻抗接口,其输出馈入反馈放大器部分。反馈电阻连接在放大器级周围但不围绕共栅输入,因此输入阻抗主要由共栅级而非反馈作用决定。

虽然光电探测器固有地产生单端电流输出,但许多跨阻放大器设计生成差分电压输出以与差分后续级接口。差分信号相比单端信号提供优越的电源噪声和基板噪声抑制能力,使其对高性能接收机具有吸引力。然而,从单端光电流输入创建差分输出需要仔细的设计考虑。

生成跨阻放大器差分输出存在两种主要方法。在平衡差分跨阻放大器中,相同线路处理来自光电探测器的信号和虚拟路径,虚拟路径上的电容与光电探测器电容匹配。这种平衡方法提供出色的共模噪声抑制,因为两条路径对电源和基板干扰具有相似的传输函数。

在伪差分跨阻放大器中,非常大的电容连接到负输入,有效地创建交流地。这个大电容使负输入对高频信号不敏感,而正输入正常处理光电探测器电流。产生的差分输出围绕参考电平摆动,尽管负路径不提供与真正平衡配置相同的噪声抑制。

图10：差分跨阻放大器配置,显示具有光电探测器的信号输入和具有匹配电容的参考输入。差分输出允许直接连接到期望差分信号的差分限幅放大器或其他后续级。

平衡和伪差分方法之间的选择涉及权衡。平衡配置提供优越的共模抑制,但需要复制整个跨阻放大器线路,使功耗翻倍并将总噪声增加2的平方根。伪差分配置减少功耗和面积开销,但提供较少的共模抑制。伪差分方法中的大电容还对参考路径上的反馈电阻噪声提供有用的滤波,部分抵消差分配置的噪声惩罚。

传统基于跨阻放大器的接收机的替代方法使用积分架构,其中光电流在位周期内对电容充电。这种位周期内的积分提供固有滤波,在某些应用中相比连续时间接收机可以提高灵敏度。在每个位周期结束时,灵敏放大器检测积分电压是否超过阈值,确定接收的数据位。

积分接收机的工作可以通过考虑光电流如何对积分电容充电来理解。在位周期期间,逻辑1产生光电流增加积分电压,而逻辑0产生最小光电流,使电压相对不变。灵敏放大器比较两个采样电容上的电压,一个保持当前位的积分值,另一个保持参考值,以确定数据。

图11：积分接收机框图及其时序关系。光电二极管电流通过由多相时钟控制的开关流入积分电容。双采样方案捕获信号和参考电压,然后馈入灵敏放大器进行比较。灵敏放大器解析这些电压之间的差异以恢复传输的数据位。

积分接收机为低电压工作提供一些独特优势。由于接收机不需要连续的高增益放大,因此可以在最小电压裕度下有效工作。积分过程还提供自然滤波,通过降低高频噪声的影响可以提高灵敏度。然而,积分接收机需要精确定时以在每个位周期的最佳点正确采样积分电压,并且固有地执行解复用功能,产生并行低速率数据流而不是单个串行输出。

随着数据速率增加和光链路预算变紧,均衡技术在光接收机中变得越来越重要。这些技术补偿带宽限制和符号间干扰,使通信在否则会超过接收机能力的数据速率下可靠。可以在光前端应用几种均衡方法,每种都有独特的特性和权衡。

一种有效方法将故意带宽受限的跨阻放大器与后续连续时间线性均衡结合。通过使用比给定数据速率通常选择的更高值反馈电阻,跨阻放大器实现更高的跨阻增益和更好的灵敏度,尽管代价是带宽降低引入符号间干扰。跨阻放大器之后的连续时间线性均衡器提供高频提升,补偿跨阻放大器的带宽限制,恢复数据速率的足够整体频率响应。

图12：低带宽跨阻放大器加均衡器方法。跨阻放大器使用大反馈电阻以最大化增益和最小化噪声,导致带宽低于数据速率通常要求的水平。后续均衡器级提供随频率上升的频率相关增益,补偿跨阻放大器的带宽限制。两级的级联实现平坦的整体频率响应,同时保持高增益跨阻放大器输入级的噪声优势。

该架构提供显著的噪声优势,因为低带宽跨阻放大器抑制高频噪声贡献。反馈电阻噪声随频率保持平坦,但输入晶体管噪声和后续级噪声(当参考到输入时通常随频率上升)受到跨阻放大器带宽的限制。均衡器确实在高频放大噪声和信号,但整体噪声性能可以优于单独的宽带跨阻放大器。

判决反馈均衡为光接收机提供另一种强大技术。在这种方法中,先前检测的位通过加权抽头反馈以消除那些位引起的符号间干扰。与线性均衡不同(在应用频率相关增益时无法区分信号和噪声),判决反馈均衡使用已知数据值减去特定干扰分量而不放大噪声。

图13：将低带宽跨阻放大器与判决反馈均衡结合的接收机。跨阻放大器再次使用大反馈电阻以获得最大增益和最小噪声。产生的符号间干扰表现为超出主位周期的后游标抽头,由判决反馈均衡器消除。这种组合使工作数据速率大大高于跨阻放大器带宽通常支持的水平,由于高增益低噪声跨阻放大器输入级而具有出色的灵敏度。

将故意低带宽跨阻放大器与判决反馈均衡器结合的有效性可以通过检查脉冲响应来理解。随着跨阻放大器带宽减小,主游标幅度增加,而脉冲在时间上展开,产生更大的后游标符号间干扰项。判决反馈均衡器可以消除这些后游标项,前提是在数量和幅度上都保持合理限制。结果是随着跨阻放大器带宽减小,判决线路输入处的信噪比提高,即使可能需要更多均衡抽头,也能实现更好的灵敏度。

这些均衡方法使光接收机实现单独使用传统宽带跨阻放大器设计无法实现的性能。通过故意限制跨阻放大器带宽以优化噪声性能并使用均衡补偿产生的符号间干扰,设计者可以将光接收机推向比传统方法允许的更高数据速率和更好灵敏度。这代表了现代高速光接收机设计的一个重要趋势,其中关于如何在多个级之间分配增益和带宽的系统级架构决策能够实现比单独优化各个模块更好的整体性能。

参考文献